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    Erfindungsgemäß ist ein Fehlerkorrekturverfahren zum Entzerren einer Übertragungskennlinie einer Signalverarbeitungsschaltung offenbart. In einem ersten Schritt wird ein ursprüngliches komplexes IQ-Signal erzeugt, bei dem eine Fehlerkorrektur durchgeführt wird. Dann wird das korrigierte komplexe IQ-Signal in der Signalverarbeitungsschaltung verarbeitet, um dadurch ein verarbeitetes reales Signal zu erhalten. Die Hüllkurve des realen Signals wird erfasst, und diese Realsignalhüllkurve und das ursprüngliche komplexe IQ-Signal werden synchronisiert. Die Hüllkurve des ursprünglichen komplexen IQ-Signals wird hergeleitet und die synchronisierte Realsignalhüllkurve wird mit der synchronisierten ursprünglichen IQ-Signalhüllkurve an zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten verglichen. Schließlich wird ein verarbeitetes komplexes IQ-Signal aus der Realsignalhüllkurve auf der Grundlage des Vergleichsergebnisses erhalten, wobei das verarbeitete komplexe IQ-Signal bei der Durchführung der Fehlerkorrektur verwendet wird.
    公开号:DE102004001998A1
    申请号:DE200410001998
    申请日:2004-01-14
    公开日:2004-09-09
    发明作者:Edmund Coersmeier
    申请人:Nokia Oyj；
    IPC主号:H04L25-03
    专利说明:
    [0001] Die vorliegende Erfindung beziehtsich auf eine Fehlerkorrektur in Direktumsetzungsarchitekturen.Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf die Erfassung und Korrektureines In-Phase- und Quadratur-Phase-Fehlers unter Verwendung einerHüllkurveberuhend auf einer In-Phase- und Quadratur-Phase-Extraktion.
    [0002] In jüngster Zeit werden vermehrtdigitale Funkkommunikationssysteme angewendet. Viele verschiedenartigeSysteme wurden eingeführt.Beispielsweise erlangen Systeme wie Funk-LANs ("Local Area Networks", lokale Netze), Digitalradio-DVB-T, UMTS und GSMmehr Beachtung, und Benutzer erhalten mehr Alternativen für eine drahtloseKommunikation. Um Kunden fürneue Dienste zu interessieren ist es wesentlich, dass die zur Verwendungder Dienste erforderliche Ausrüstungden richtigen Preis hat. Sende-/Empfangseinrichtungen mit geringemPreis und geringem Leistungsverbrauch sind deshalb erforderlich.
    [0003] Das Institute of Electrical an ElectronicsEngineers (IEEE) entwickelte eine neue Spezifikation 802.11a, diedie nächsteGeneration lokaler Funknetze (LANs) der Enterprise-Klasse darstellt.Unter den Vorteilen gegenüberaktuellen Technologien befinden sich eine größere Skalierbarkeit, eine bessereImmunitätgegenüberInterferenzen und eine wesentlich höhere Geschwindigkeit, was gleichzeitigAnwendungen mit größerer Bandbreiteermöglicht.
    [0004] OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplex", Orthogonal-Frequenzmultiplex)wird als neues Codierschema verwendet, das gegenüber dem Spreizspektrum Vorteilebei der Kanalverfügbarkeitund Datenrate bietet. Die Kanalverfügbarkeit ist signifikant, dadas Funknetz desto besser skalierbar wird, je mehr unabhängige Kanäle verfügbar sind.Die hohe Datenrate wird durch Kombinieren vieler Hilfsträger mitgeringerer Geschwindigkeit zur Erzeugung eines Kanals hoher Geschwindigkeitbewirkt. Ein großer(breiter) Kanal kann mehr Informationen pro Übertragung transportieren alsein kleiner (enger) Kanal. Die Hilfsträger werden parallel übertragen,d.h., sie werden gleichzeitig gesendet und empfangen. Die Empfangseinrichtungverarbeitet diese individuellen Signale, von denen jedes einen Bruchteilder gesamten Daten darstellt, die zusammen das tatsächlicheSignal bilden. Mit vielen Hilfsträgern, die jeden Kanal umfassen,kann eine außerordentlicheInformationsmenge auf einmal gesendet werden.
    [0005] Der IEEE802.11a Funk-LAN-Standarddefiniert eine hohe Systemleistung, und erfordert daher eine gewisseSignalgenauigkeit fürden OFDM-Senderausgang. Unter Berücksichtigung der analogen Basisband- undHochfrequenz-(RF)Filterunvollkommenheiten ist es erforderlich, den Signalstrom vorder Übertragungzu entzerren. Die Leistungsfähigkeiteines Senderausgangssignals hängtstark von der analogen Filtergenauigkeit ab. Zum Erreichen einerhohen Signalgenauigkeit müssenteure und präziseFilter verwendet werden. Allerdings ist es bei sehr umfangreichenProdukten empfehlenswert, dass diese Filter so kostengünstig alsmöglichsind. Es ist möglich,sehr kostengünstigeund unpräziseanaloge Sendefilter einzusetzen, wenn ein digitaler adaptiver Entzerrerzum Kompensieren einer starken Amplitudenwelligkeit und Gruppenverzögerung im Senderdurchlassbandinstalliert wird.
    [0006] Eine Lösung in erschwinglichen Sendernist die Verwendung einer Direktumsetzungsarchitektur mit analogemFront-End in den Sendern. Bei der Direktumsetzungslösung wirdein digitales Basisbandsignal digital-zu-analog-gewandelt und danachin ein RF-Signal gemischt. Fürden Mischvorgang müssenzwei Signale, ein Sinus- und ein Kosinussignal bereitgestellt werden.Aus technischen Gründenkann die genaue Orthogonalitätbeider sinusförmigenSignale nicht garantiert werden; daher ist ein Winkel φ ≠ 90° zwischender Sinus- und der Kosinusfunktion messbar. Dieses Phänomen wirdallgemein IQ-Phasenunausgeglichenheitgenannt. Außerdementsteht auch eine IQ-Amplitudenunausgewogenheit zwischen dem I-Zweigund dem Q-Zweig.
    [0007] Ferner sind analoge Basisbandkomponenten,wie analoge Filter immer zweimal installiert: Eine Komponente für den I-Zweigund eine Komponente fürden Q-Zweig. Auf Grund von Herstellungstoleranzen, verschiedenenAlters oder Temperatureinflüssenkann jede Komponente eines bestimmten Funktionstyps sich verglichenmit ihrem Gegenstückim anderen Zweig ein wenig anders verhalten. Außerdem können kostengünstige analogeFilter eine Amplitudenwelligkeit, nicht-lineare Phase enthalten,und sie könnenISI ("Inter SymbolInterference", Zwischen-Symbolinterferenz)einführen.
    [0008] 1 zeigtals Beispiel eine graphische Darstellung einer durch analoge Filterin einem Direktumsetzungs-OFDM-Sender erzeugten I-Zweig- und Q-Zweig-ISI.Es sind keine IQ-Phasen der IQ-Amplituden-Unausgeglichenheitsfehlereingefügt,sodass lediglich analoge Filterunvollkommenheiten sichtbar sind.
    [0009] Die Verbindung frequenzabhängiger Basisbandeinrichtungenmit konstanten IQ-Phasen- und Amplitudenunausgeglichenheitsfehlernresultiert in frequenzselektiven IQ-Phasen- und Amplitudenunausgeglichenheitsungenauigkeiten.
    [0010] Das Phasen- und Amplitudenunausgeglichenheitsproblemist in jedem System vorhanden, das Direktumsetzungssendeeinrichtungenverwendet, ungeachtet des Modulationsschemas oder der Multiplexlösung. Insbesondereist das Problem in einem Multiträgersystemwie WLAN, das OFDM verwendet, schwerwiegend, obwohl auch Einzelträgersystemewie GSM oder Kabelmodems betroffen sind.
    [0011] Zur Bereitstellung der erforderlichenhohen Signalgenauigkeit in Sendern zum Erfüllen bestimmter Leistungsanforderungenan der Empfängerseitemuss garantiert werden, dass analoge Direktumsetzungs-Front-End-Fehlerwie IQ-Phasen- und Amplitudenunausgeglichenheitsfehler minimalsind. Insofern haben die Lösungenfür dasPhasen- und Amplitudenunausgeglichenheitsproblem die Verwendunganaloger Basisbandkomponenten hoher Qualität angenommen. Somit haben diePhasen- und Amplitudenunausgeglichenheitskorrekturverfahrenkeine Frequenzabhängigkeitberücksichtigt.Allerdings ist die Verwendung von Komponenten hoher Qualität bei kostengünstigenVerbrauchergerätenunmöglich.Daher sind die aktuellen Korrekturverfahren keine Lösung für eine Phasen-und Amplitudenunausgeglichenheitskorrektur in kostengünstigenEmpfängern.
    [0012] Ferner ist es bei Direktumsetzungssendernmit analogem Front-Enderforderlich, den gesendeten Signalstrom über vollständig digitale Anpassungsschleifenzu korrigieren. Um die geeigneten Fehlerwerte zu finden, muss dasSenderausgangssignal beispielsweise am Sendeantenneneingangsanschlussgemessen werden, und in den digitalen Bereich des Senders zurückgeführt werden.
    [0013] Die Hüllkurve des Hochfrequenzbandsignalskann durch eine Demodulatordiode gemessen werden. Die Hüllkurvenmessungwurde bisher übereinen Amplitudenpegelvergleich durchgeführt. Es wurde angenommen, dassdie Hüllkurve über einenlangen Zeitabschnitt den gleichen Durchschnittswert hat. Dieserkann aus dem gemessenen analogen Signal extrahiert und mit dem gewünschtenWert verglichen werden. Ist der analoge Durchschnittswert der Hüllkurvezu niedrig oder zu hoch, könnenbestimmte Anpassungsalgorithmen eine Kompensation bieten.
    [0014] Mit der Erfindung von OFDM-Radiosist eine weitaus höhereGenauigkeit des analogen Ausgangssignals erforderlich. Daher müssen Algorithmenfür eineAmplituden- und Phasenunausgewogenheitsanpassung frequenz-selektivwerden, um die Anforderungen zu erfüllen. Für diese Algorithmen ist eineweitaus höhereHüllkurvenmessgenauigkeitals die Schätzungerforderlich, ob die Durchschnittsamplitude zu hoch oder zu niedrigist. Allerdings gibt es bisher keine kostengünstige, präzise und stabile Lösung, einkomplexes Basisbandäquivalentdes gesendeten Signals bereitzustellen, ohne im Prinzip einen Demodulatorzu installieren.
    [0015] Die vorliegende Erfindung stelltein verbessertes Fehlerkorrekturverfahren und eine verbesserte Fehlerkorrekturvorrichtungbereit, womit die Signalgenauigkeit an einem Direktumsetzungsarchitekturausgang verbessertwerden kann, um dadurch die Anforderungen an einen Filter zu verringern.
    [0016] Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durchein Fehlerkorrekturverfahren nach Anspruch 1, ein Computerprogrammproduktnach Anspruch 10, eine Fehlerkorrekturvorrichtung nach Anspruch11 und ein OFDM-Systemnach Anspruch 20 gelöst.
    [0017] Weitere Merkmale der Erfindung sindin den abhängigenPatentansprüchendefiniert.
    [0018] Die vorliegende Erfindung liefertauch ein stabiles Verfahren zur Extraktion entsprechender In-Phase- undQuadratur-Phase-Abtastwertenaus einem Hüllkurven-basiertenrealen Signal.
    [0019] Sich daraus ergebende Vorteile umfassenfolgendes: – Vollständig frequenz-selektive Korrekturschleifenauf der Sendeseite sind möglich. – EinekostengünstigeDirektumsetzungs-OFDM-Sende-/Empfangseinrichtungerfordert keinen lokalen Sender/Empfänger für eine IQ-Extraktion. – DieVerwendung einer kostengünstigenDiode fürdie Hüllkurvenmessungist möglich.
    [0020] Ferner können erfindungsgemäß IQ-Phasen-und Amplitudenkorrekturalgorithmen zusammen vollständig diefrequenzselektiven IQ-Phasen- und IQ-Amplitudenfehler und Fehlanpassungenanaloger Filter in einem Direktumsetzungs-OFDM-Sender beseitigen, und eine erheblicheSignalleistungsverbesserung fürdas System bereitstellen. AußerdemkönnenkostengünstigeEinrichtungen im analogen Direktumsetzungs-Front-End implementiertwerden, sodass ein kostengünstigerDirektumsetzungs-OFDM-Sender bereitgestellt werden kann.
    [0021] Die Erfindung bietet demnach einevollständigdigitale kostengünstigeLösungfür IQ-Phasen-und IQ-Amplitudenfehlerprobleme.
    [0022] 1 zeigteine Darstellung einer durch analoge Filter in einem Direktumsetzungs-OFDM-Sendererzeugten I-Zweig- und Q-Zweig-ISI.
    [0023] 2 zeigtein schematisches Blockschaltbild einer Direktumsetzungsarchitekturmit analogem Front-End und digitalem Basisband gemäß einemAusführungsbeispielder Erfindung.
    [0024] 3 zeigtein Ablaufdiagramm eines erfindungsgemäßen Fehlerkorrekturverfahrens.
    [0025] 4 zeigtein schematisches Blockschaltbild eines Fehlerkorrekturblocks gemäß einemAusführungsbeispielder Erfindung.
    [0026] 5 zeigtein schematisches Blockschaltbild eines adaptiven Vorentzerrungsaufbaus.
    [0027] 6 zeigtein Vorentzerrungsschema.
    [0028] 7 zeigtein schematisches Blockschaltbild eines Fehlerkorrekturblocks gemäß einemanderen Ausführungsbeispielder Erfindung.
    [0029] 8 zeigtein Beispiel einer frequenzselektiven IQ-Fehlererfassungseinrichtung.
    [0030] 9 zeigtein Beispiel eines Integrierers.
    [0031] 10 zeigtein Beispiel einer frequenzselektiven IQ-Fehlerkorrektureinrichtung.
    [0032] 11 zeigteinen Teil der Direktumsetzungsarchitektur aus 2 mit einem Fehlerkorrekturblock gemäß einembevorzugten Ausführungsbeispielder Erfindung.
    [0033] 12 bis 24 zeigen Simulationsergebnisse,die die erfindungsgemäße Arbeitsweiseveranschaulichen.
    [0034] Die Ausführungsbeispiele der Erfindungkönnenbei einem beliebigen Datenübertragungssystemangewendet werden, das Direktumsetzungsarchitekturen anwendet. Beispieledieser Systeme beinhalten Funk-LANs ("Lokal Area Networks", lokale Netze), Funkradio-DVB-T, UMTSund GSM. Eine beispielsweise in einem Sender angeordnete Direktumsetzungsarchitekturist eine Architektur, in der eine Basisbandfrequenz direkt in einzu sendendes Hochfrequenz-(RF-)Signal umgesetzt wird, ohne dassdazwischen eine Zwischenfrequenz-(IF-)Umsetzung stattfindet.
    [0035] Als Beispiel eines Systems, bei demdie Ausführungsbeispieleder Erfindung angewendet werden können, wird ein Wireless LokalArea Network (WLAN, Funk-LAN) in Betracht gezogen. WLAN stellt einDatenübertragungsmediumdar, das Funkwellen zur Verbindung von Computern in einem Netz verwendet.Das Backbone-Netz ist üblicherweiseein Kabelnetz, und die Funkverbindung ist die letzte Verknüpfung derVerbindung zwischen dem LAN und den Benutzern.
    [0036] 2 zeigtein Beispiel eines Front-End füreinen IEEE802.11a OFDM-Direktumsetzungssender gemäß einemAusführungsbeispielder Erfindung.
    [0037] Gemäß 2 werden eine In-Phase-Komponente undeine Quadratur-Phase-Komponente eines digitalen Basisbandsignals,das einer Modulation in Block 1 unterzogen wurde, wie einerbinärenPhasenumtastung (QPSK) oder einer Quadraturamplitudenmodulation(QAM), in Block 2 vom Frequenzbereich in den Zeitbereich transformiert,beispielsweise durch die Anwendung einer inversen Fast Fourier Transformation(IFFT) bei dem I- und dem Q-Zweig. Die Zeitbereich-IQ-Signalkomponentenwerden dann zu einem Fehleranpassungsblock 13 mit einemFehlerkorrekturblock 3 und einem IQ-Fehlererfassungsblock 12 geführt. Mittelsdes Fehleranpassungsblocks 13 wird der IQ-Signalstrom korrigiertbzw. vorentzerrt, sodass durch nicht ideale analoge Filterschaltungender folgenden Stufen erzeugte Verzerrungen beseitigt werden, wasnachstehend beschrieben wird. Vom Fehleranpassungsblock 13 werdendie vorabentzerrten IQ-Signalkomponentenim Block 4 aufwärtsgewandelt und in Block 5 tiefpassgefiltert. Dann werdendie IQ-Signalkomponenten einer Übertragungsschaltung 200 zugeführt, inder das Signal zur Übertragung über eineSendeantenne 8 verarbeitet wird.
    [0038] Die Übertragungsschaltung 200 umfassteine analoge Basisbandschaltung 6, in der die vorabentzerrtenIQ-Signalkomponentenfür die Übertragungvorbereitet werden, beispielsweise durch die Durchführung einerFilterung, Kanalcodierung, Impulsformung oder anderer geeigneterVerarbeitungsvorgänge.Dann werden die verarbeiteten analogen IQ-Basisbandsignalkomponenteneiner Aufwärtsumsetzungsstufemit einem Modulator oder Multiplizierer zugeführt, dem ein Aufwärtsumsetzungssignalin einem anpassbaren Bereich von 3,5 bis 4,5 GHz von einem steuerbarenOszillator zugeführtwird. Dadurch werden die analogen Basisband-IQ-Signalkomponentenin einen anpassbaren Frequenzbereich von 3,5 bis 4,5 GHz umgesetzt.Die umgesetzten IQ-Signalkomponenten werden kombiniert und einerFilterschaltung zugeführt,d.h., einer analogen RF-Filterschaltung 7, die lediglichden gewünschtenFrequenzbereich des der Sendeantenne 8 zugeführten Sendesignalsdurchlässt.
    [0039] Eine Hüllkurvenmessschaltung 9,die auf einem Klemm- und/oder Tiefpassvorgang oder dergleichen beruhenkann, liefert das Hüllkurvensignaldes Eingangssignals der Sendeantenne 8. Dieses Hüllkurvensignal wirddann einer Analog-Digital-Umwandlungsschaltung 10 zugeführt, woeine Umwandlung in einen digitalen Signalstrom stattfindet, dereinem Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 zugeführt wird.Der Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 berechnetgeschätzteIQ-Signalkomponenten aus dem realen Signalsstrom, was nachstehendbeschrieben wird. Die geschätztenIQ-Signalkomponenten werden dem Fehleranpassungsblock 13 zugeführt, wosie füreine IQ-Fehlererfassungund -korrektur verwendet werden, was nachstehend beschrieben wird.
    [0040] Als nächstes wird der theoretischeHintergrund des IQ-Amplituden-und Phasenunausgeglichenheitsfehlers untersucht. Ein komplexes analogesBasisbandsignal, das aus dem analogen Basisbandblock 6 ausgegebenwird, bildet den Startpunkt: sT,B(t) = I(t) + j·Q(t), (1) wobei dieIndizes T und B jeweils den Sender und das Basisband bezeichnen.Das Basisbandsignal wird dem analogen Aufwärtsumsetzer mit der Trägerfrequenzfc zugeführt.
    [0041] Dieses reale Signal kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
    [0042] Idealerweise sind die Sinus- undKosinusfunktionen orthogonal, jedoch führen die physikalischen Einrichtungentypischerweise eine Phasenverschiebung φ ein. Das kann durch das SendesignalSTrasmitter,fc,quadratur(t) in Gleichung4 beschrieben werden. Hier ist die Phasenverschiebung φ zur Sinuswellehinzugefügt.
    [0043] Ein Empfängerabwärtsumsetzer liefert eine exakte90°-Phasenverschiebungzwischen den Sinus- und Kosinusfunktionen. Daher findet die Abwärtsumsetzungim Empfänger über folgendeGleichung statt:
    [0044] Nach dem Lösen der trigonometrischen Produktfunktionenwird das abwärtsumgesetzteund tiefpassgefilterte komplexe Basisbandsignal wie folgt empfangen:
    [0045] Neben dem Weglassen des Faktors ½ kannder erste imaginäreAusdruck mit sin(0) = 0 entfernt werden, womit sich das komplexeBasisbandsignal mit dem IQ-Phasenunausgeglichenheitsfehlerdes Winkels φ folgendermaßen ergibt: SR,B,q(t)= I(t) + Q(t)·sin(φ) + jQ(t)·cos(φ). (7)
    [0046] Außerdem wurde eine IQ-Amplitudenunausgeglichenheitzwischen dem I-Zweig und dem Q-Zweig mit dem Faktor cos(φ) entdeckt.
    [0047] Durch Weglassen der zusätzlichenIQ-Amplitudenunausgeglichenheitin Gleichung 7 mit dem Faktor cos(φ) kann die IQ-Phasenunausgeglichenheits-Fehlerbeaufschlagungfolgendermaßenausgedrücktwerden: SR,B,q(t) = I(t) + Q(t)·sin(φ) + jQ(t). (7a)
    [0048] Diese in Direktumsetzungsarchitekturenmit analogem Front-End wie in 2 gezeigteingeführten IQ-Amplituden-und IQ-Phasenfehlermüssendurch vollständigdigitale Anpassungsschleifen vorkorrigiert werden. Der Fehleranpassungsblock 13 arbeitetmit komplexen Basisbandwerten und braucht für die Fehlererfassung präzise Informationen über dasgesendete fehlerhafte analoge Signal.
    [0049] Nachdem alle Fehler zu dem analogenSendesignal hinzugekommen sind, ist der kostengünstigste Weg zum Zurückführen diesesSignals in den digitalen Senderbereich die Installation einer Messdiode.Unglücklicherweiseist das gemessen Signal proportional zur Hüllkurve des Signals und liefertkein komplexes Signal, das fürdie Fehlererfassung erforderlich ist. Daher müssen die komplexen In-Phase-und Quadratur-Phasewerteaus dem analogen Hüllkurvensignalextrahiert werden, um den digitalen Anpassungsalgorithmen die erforderlicheFrequenzselektivitätzu ermöglichen.
    [0050] Der erfindungsgemäße Algorithmus liefert eineanalytische Beschreibung, wie aus dem Hüllkurvensignal komplexe IQ-Basisband-Abtastwerteextrahiert werden können.Dieser Algorithmus kann als volle digitale Lösung implementiert werden undwird mit Algorithmen füreine OFDM-IQ-Amplituden- undIQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassung getestet, was nachstehendbeschrieben wird.
    [0051] Der Schlüssel besteht in der Erfassungvon zwei vorzugsweise aufeinander folgenden realen Abtastwertenaus dem analogen Bereich und den entsprechenden komplexen Abtastwerteaus dem idealen komplexen Bereich. Beim Vergleichen der realen Hüllkurvenabtastwertemit den idealen, ursprünglichendigitalen Abtastwerten ist es möglich,zwei mathematische Gleichungen mit zwei Unbekannten zu formulieren:Den In-Phase- undQuadratur-Phase-Abtastwerten aus dem analogen Bereich. Nach demLösen dieserzwei Gleichungen sind sowohl I-Zweig- als auch Q-Zweig-Werte verfügbar undkönnenzur IQ-Fehleranpassungsschleifeweitergeleitet werden.
    [0052] Die analoge Hüllkurve kann vor dem Vergleichsvorgangwie in 2 gezeigt analog-zu-digitalgewandelt werden, sodass ein digitales reales Signal aus der Hüllkurvemit dem entsprechenden ursprünglichen,idealen komplexen IQ-Signal verglichen wird. Außerdem arbeitet der nachfolgendbeschriebene Algorithmus auch mit analogen idealen komplexen IQ-Werten.
    [0053] Ferner gibt es keine Abhängigkeitvon bestimmten Signalrahmenstrukturen, einer OFDM-FFT-Länge, usw.Prinzipiell kann der Hüllkurven-IQ-Extraktionsalgorithmusauch bei Einzelträgersystemenangewendet werden.
    [0054] Im Folgenden wird das in Block 11 durchgeführte Hüllkurven-IQ-Extraktionsverfahrenin Verbindung mit der in 2 gezeigtenUmgebung beschrieben.
    [0055] Fürdie folgende mathematische Beschreibung der I-Zweig- und Q-Zweig-Extraktionaus einem hüllkurvenbasiertenSignal eines OFDM-Senders sind Einrichtungsübertragungsfunktionen, diezwischen einer Hüllkurvenmessungund einem ADC (Analog-Digital-Wandler)liegen, nicht von Bedeutung.
    [0056] Die IQ-Abtastwertextraktion aus derHüllkurveist beispielsweise zum Ansteuern von IQ-Amplituden- und IQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassungsalgorithmenauf der Senderseite erforderlich, die nachstehend beschrieben werden.
    [0057] 2 zeigtein Aufbaubeispiel einer IQ-Fehleranpassung beruhend auf der Hüllkurvenmessung.Gemäß dem in 2 gezeigten Ausführungsbeispielder Erfindung gehörtder Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 bereitszum digitalen Basisband.
    [0058] Die Hüllkurven-IQ-Extraktion erfordertdrei verschiedene Eingangssignale. Das reale Signal aus der Hüllkurvenmessungund die zwei entsprechenden Signale aus dem IQ-Basisband sind beidiesem Ausführungsbeispieldigitale Signale. Beruhend auf diesen Signalen kann eine Schätzung derI- und Q-Werte aus dem analogen Bereich gemacht werden.
    [0059] Zur Durchführung der Schätzung müssen dasreale Signal und die IQ-Signale synchronisiert werden. Die Synchronisationdes analogen Hüllkurvensignalsund der digitalen idealen IQ-Werte kann durch Korrelation erreichtwerden. Es müssenalle idealen digitalen Abtastwerte eines Zeitabschnitts tanalog_low < τ < tanalog_high gespeichertwerden, wobei τ zwischendem minimalen und maximalen Bereich der Latenzzeit des analogenFront-End liegt. Im Mittel gibt die Multiplikation aller gespeicherterdigitaler Abtastwerte mit dem aktuellen analogen Abtastwert eineKorrelationsspitze an und liefert so die Zeitverschiebung zwischenden verzögertendigitalen Abtastwerten und dem aktuellen analogen Hüllkurvenwert.
    [0060] Diese Synchronisation ist in 2 nicht gezeigt. Gemäß 2 kann sie vor der Analog-Zu-Digital-Umsetzungstattfinden. D.h., es kann ein weiterer Block zwischen dem Hüllkurvenmessblock 9 unddem ADC-Block 10 eingefügtwerden, der als Eingangssignale das analoge Hüllkurvensignal und die verzögerten digitalenidealen IQ-Werte und als Ausgangssignale ein analoges Hüllkurvensignalhat, das mit den digitalen idealen IQ-Werten synchronisiert ist,die in den Hüllkurven- IQ-Extraktionsblock 11 eingegebenwerden. Alternativ dazu kann die Synchronisation nach dem ADC-Block 10 aufder Grundlage der analog-zu-digital gewandelten Realsignalhüllkurveausgeführtwerden, und kann Teil des Hüllkurven-IQ-Extraktionsblocks 11 sein.
    [0061] Die Korrelation muss ab und zu aktualisiertwerden, da sich die Latenzzeit des analogen Systems über einenZeitabschnitt etwas ändernkann. Zur Erhöhungder Auflösungdes Korrelationsalgorithmus sollte sie in einer Hardware-Implementierung mitbeiden verfügbarenTaktflanken arbeiten. Die Verwendung steigender und fallender Flankenverdoppelt die Zeitauflösungfür denVergleich des kontinuierlichen analogen Signals und der diskretendigitalen Abtastwerte.
    [0062] Der IQ-Extraktionsalgorithmus arbeitetnur in Verbindung mit Fehlerkompensationsalgorithmen, die im Mittelkonvergieren. D.h., beispielsweise IQ-Amplituden und IQ-Phasenanpassungsschleifenmüsseneine geringe Schleifenbandbreite haben und eine merkliche Tiefpassfiltercharakteristikbereitstellen. Der Grund dafür ist,dass der IQ-HüllkurvenextraktionsalgorithmusSchätzwerteder analogen I- und Q-Abtastwerte berechnet, d.h., I- und Q-Abtastwerte des realenSignals, und keine präziseanalytische Berechnung vornimmt. Der Grund dafür ist, dass keine Informationen über dieSignalphase im analogen Bereich nur unter Berücksichtigung der Hüllkurvenamplitudeverfügbarsind.
    [0063] Weiter wird angenommen, dass dererfindungsgemäße IQ-Extraktionsalgorithmusin Abhängigkeitvon einem Oszillatorfehler oder HPA-Nichtlinearitäten arbeitet.Indem füralle Fehler eine Rückkopplungsanpassungsschleifeeingefügtund alle Schleifenbandbreitenbeziehungen optimiert werden, solltees kein Problem geben.
    [0064] Der digitale Sender erzeugt die diskretenAbtastwerte d(n) des komplexen Signals: d(n) = d1(n) + j·dQ(n) (8)
    [0065] Währendder Digital-Zu-Analog-Umsetzung, der Basisbandfilterung und derAufwärtsumsetzungin das gewünschteFrequenzband werden wie vorstehend beschrieben Fehler zum idealenSignal hinzugefügt. Dasdiskrete Basisbandäquivalentdes nicht perfekten Senderausgangssignals kann wie in Gleichung9 definiert werden: y(n)= y1(n) + j·yQ(n) (9)
    [0066] Wird das Signals jedoch am Senderausgangberuhend auf der Signalhüllkurveund nicht beruhend auf nicht verfügbaren komplexen Werten gemessen,ist lediglich ein realer Wert y(n) verfügbar:
    [0067] Daher ist es nicht möglich, aufeinfache Weise den realen und den Quadraturteil von y(n) zu extrahieren.Zur Lösungdieses Problems wurde folgender Algorithmus entwickelt.
    [0068] Gleichung 11 beschreibt, dass idealerWeise die analogen und digitalen Hüllkurven die gleichen sind. Diesist der Fall, wenn keine analogen Fehler vorhanden sind, oder wennalle analogen Fehler bereits kompensiert wurden.
    [0069] Zum Extrahieren der In-Phase undder Quadratur-Phase sollte die Beziehung zwischen den analogen Wertenzu Zeitpunkten n und n – 1die gleiche wie die Beziehung zwischen den digitalen Werten zu denZeitpunkten n und n – 1sein.
    [0070] Nach Einfügen von Gleichung 12 in Gleichung11 gibt es zwei Gleichungen mit zwei unbekannten Parametern yI2(n) und yQ2(n). Die Amplitudenwurden bereits gemessen und die digitalen Symbole sind immer verfügbar.
    [0071] Zur Berechnung der zwei unbekanntenParameter muss Gleichung 13 umformuliert werden. Gleichung 13b wird14a. y2I(n) = A2analog(n) – y2Q(n) (14a)
    [0072] Gleichung 13a wird unter Verwendungvon Gleichung 14a in Gleichung 14b umgewandelt.
    [0073] Es wird angenommen, dass die analogenKomponentenfehler das Vorzeichen der meisten analogen Abtastwertenicht verändern.Dann ist es möglich,das Vorzeichen des digitalen Abtastwerts für den entsprechenden analogenAbtastwert wieder zu verwenden. Auch wenn mehrere Vorzeichen falschsind, beseitigt eine Tiefpassfilterung durch den folgenden Fehlererfassungsalgorithmusdiese Ungenauigkeiten. Schließlich können diegewünschtenwiederhergestellten IQ-Abtastwerte mittels Gleichung 15 beschriebenwerden.
    [0074] 3 zeigtein Ablaufdiagramm eines Fehlerkorrekturverfahrens zum Entzerreneiner Übertragungskennlinieeiner Signalverarbeitungsschaltung, wie der Signalverarbeitungsschaltung 200,wobei das Verfahren einen Hüllkurven-IQ-Extraktionsvorgangberuhend auf dem vorstehend beschriebenen Algorithmus umfasst. InSchritt S101 wird ein ideales komplexes IQ-Signal Iideal,Qideal erzeugt, bei dem in Schritt S102eine Fehlerkorrektur durchgeführtwird. Dann wird in Schritt S103 das korrigierte komplexe IQ-Signalder Signalverarbeitungsschaltung 200 zugeführt, wodurchein verarbeitetes reales Signal in Schritt 104 erhaltenwird. In Schritt 5105 wird die Hüllkurvedes realen Signals erfasst, und in Schritt S106 werden die realeSignalhüllkurveund das ideale komplexe IQ-Signal synchronisiert. In Schritt S107wird die Hüllkurvedes idealen komplexen IQ-Signals erhalten und die synchronisiertereale Signalhüllkurvewird mit der synchronisierten idealen IQ-Signalhüllkurve an zwei aufeinanderfolgenden Zeitpunkten in Schritt S108 verglichen. Schließlich wirdin Schritt S109 ein verarbeitetes komplexes IQ-Signal Iestimated,Qestimated aus der realen Signalhüllkurve auf der Grundlage desVergleichsergebnisses erhalten, wobei das verarbeitete komplexeIQ-Signal in Schritt S102 zur Durchführung der Fehlerkorrektur verwendetwird.
    [0075] Vorstehend ist die Schätzung möglicheranaloger I- und Q-Werte ohne expliziten Demodulationsvorgang beschrieben.Mehrere Schätzwertewerden ungenau oder falsch sein, da beispielsweise das Vorzeichen derSymbole falsch geschätztwurde, oder Nichtlinearitätenerhebliche Fehler einführen.
    [0076] Die Gleichungen 14a und 14b lieferneinen Schätzwertmöglicheranaloger IQ-Abtastwerte, während dieseSchätzwertefalsche IQ-Wertesein können.Daher sollte dieser IQ-Extraktionsalgorithmuszusammen mit Fehlerkorrekturalgorithmen arbeiten, die gegenüber bestimmtenUngenauigkeiten tolerant sind.
    [0077] Daher kann beispielsweise eine Kombinationvon IQ-Amplituden- undIQ-Phasenunausgeglichenheitskorrekturalgorithmen diese nicht perfektenerfassten IQ-Schätzwertehandhaben, was im Folgenden beschrieben wird. Sie sind stochastischeGradientenalgorithmen hinsichtlich der Erwartung bestimmter Fehler undbilden somit eine intensive Tiefpassfilterung für die Fehlerinformationen.
    [0078] Außerdem gibt es Möglichkeiteneiner Teilung durch null, wie es aus den Gleichungen ersichtlichist. So sind füralle Teilungen einige Forderungen in die Algorithmen eingefügt, ob dasTeilungsergebnis bestimmte Grenzen überschreitet. Dies dient zurGarantie der Algorithmusstabilitätim Fall von Werten wie eines Nenners = 0, usw. Prinzipiell sinddiese nichtlineare Abschneidefunktionen für jedes Vorabergebnis. Überschreitetdas Ergebnis bestimmte Grenzen, ist der endgültige IQ-Schätzwert null,und dem folgenden Algorithmus wird ein Falsch-Flag übergeben,damit er dieses Ergebnis nicht berücksichtigt.
    [0079] Im Folgenden werden Fehlerkorrekturalgorithmenbeschrieben, die die geschätztenIQ-Werte yI(n) und yQ(n)verwenden können,die vom Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 geliefertwerden. In diesem Zusammenhang wird auf die Patentanmeldungen PCT/IB02/02775und PCT/FI02/00737 Bezug genommen, deren Offenbarung hier durchBezugnahme aufgenommen wird.
    [0080] 4 zeigtein schematisches Blockschaltbild eines Teils des analogen Front-Enddes Funk-LRN gemäß 2. In 4 umfasst der Fehleranpassungsblock 13a einenIQ-Amplitudenfehlererfassungsblock 131, demdie geschätztenIQ-Werte yI(n) und yQ(n), d.h.Iestimated Und Qestimated vom Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 zugeführt werden.Außerdemweist der Amplitudenfehlererfassungsblock 131 Eingänge Iideal und Qideal auf,die ideale IQ-Werte direkt vom Transformationsblock 2 zuführen, diemit den geschätztenIQ-Werten synchronisiertsind, wie es vorstehend hinsichtlich des Hüllkurven-IQ-Extraktionsverfahrensbeschrieben ist. Aus den geschätztenIQ-Werten und den idealen IQ-Werten berechnet der IQ-Amplitudenfehlererfassungsblock 131 eineAnzahl nicht komplexer Koeffizienten Icoefficients für den I-Zweigund eine Anzahl nicht komplexer Koeffizienten Qcoefficients für den Q-Zweig. Das Ausgangssignaldes IQ-Amplitudenfehlererfassungsblocksumfasst so viele Leitungen wie gewählte Koeffizienten.
    [0081] Die Koeffizienten für den I-und Q-Zweig werden jeweils zu einem IIR-Tiefpassfilter 132 geführt, das jeweilstiefpassgefilterte Koeffizienten für den I- und Q-Zweig ausgibt,um eine merkliche Tiefpassfiltercharakteristik bereitzustellen.Die tiefpassgefiltern I-Koeffizienten werden zu einem programmierbarenFIR-Filter 133a geführt,das im idealen I-Zweig angeordnet ist, und einen adaptiven Filter-Vorentzerrer bildet.Die tiefpassgefilterten Q-Koeffizienten werden einem programmierbarenFIR-Filter 133b im idealen Q-Zweig zugeführt, das einen adaptiven Filter-Vorentzerrerbildet. Die programmierbaren FIR-Filter 133a, 133b arbeitenzum Korrigieren oder Vorentzerren der idealen IQ-Zweige.
    [0082] Im Folgenden wird ein Verfahren zurBerechnung der I- und Q-Koeffizientenfür dasjeweilige programmierbare FIR-Filter beschrieben.
    [0083] Im IQ-Amplitudenfehlererfassungsblock 131 werdendie geschätztenIQ-Werte mit den idealen IQ-Werten verglichen, die aus dem Transformationsblock 2 ausgegebenwerden, um Fehlerwerte eI[k] und eQ[k] zu berechnen oder herzuleiten.
    [0084] Beruhend auf den erhaltenen FehlerwerteneI[k] und eQ[k]wird eine vorbestimmte Anzahl von Steuerwerten, beispielsweise FilterkoeffizientenIcoefficients, Qcoefficients hergeleitet und dem jeweiligen adaptiven Vorentzerrer 133a, 133b zugeführt, umdadurch die Entzerrungseigenschaft zu steuern. Vor der Eingabe in denjeweiligen adaptiven Vorentzerrer 133a, 133b können dieI- Q-Koeffizienten IIR-Tiefpassfilter 132 durchlaufen.So könnenVerzerrungen, wie eine IQ-Amplitudenunausgeglichenheit, die durchnicht-ideale Sendefilter verursacht werden, im IQ-Amplitudenfehlererfassungsblock 131 gemessenwerden, um die Vorentzerrungsfunktion adaptiv zu regeln. Demnachist ein adaptives entscheidungsgestütztes Vorentzerrungsschema imdigitalen Bereich vorgesehen.
    [0085] Gemäß den 2 und 4 istder Fehleranpassungsblock 13 vor den nicht-idealen analogenFiltern oder dem nicht idealen Kanal angeordnet, und enthält somitdie analogen Filter oder den Kanal in seiner Rückkopplungsschleife. Daherberuht die Berechnung des optimalen Koeffizientenvektors auf zweiunbekannten Variablen oder Vektoren, der analogen Filterübertragungskennliniebzw. dem analogen Filterübertragungsvektorund dem optimalen Koeffizientensatz des adaptiven Vorentzerrers.
    [0086] 5 zeigteinen entsprechenden adaptiven Vorentzerrungsaufbau, in dem lediglichein programmierbares FIR-Filter bzw. ein adaptiver Vorentzerrer 133 gezeigtist. Die Anordnung in 4 wirdbei beiden Vorentzerrern 133a und 133b angewendet.Im Folgenden wird der Aufbau des Vorentzerrers 133 allgemeinfür die Vorentzerrer 133a und 133b beschrieben.Gemäß 4 erzeugt der adaptive Vorentzerrer 133 einEingangssignal x[k] fürdie Übertragungsschaltung 200 (derEinfachheit halber sind der Aufwärtsumsetzungsblock 4 und dasLPF 5 in 4 nichtgezeigt), wobei das Ausgangssignal y[k] der Übertragungsschaltung 200 einemSubtrahierer oder einer Vergleichsschaltung 130 zugeführt wird,der auch das Eingangsdatensignal d[k], d.h., die idealen I- oderQ-Werte zugeführtwerden, um den Fehlerwert e[k] zu erhalten, auf dessen Grundlageder Vorentzerrer 133 gesteuert wird. In 4 wird die Vergleichsschaltung durchdie IQ-Amplitudenfehlererfassungseinrichtung 131 gebildet.
    [0087] Der Vorentzerrungsansatz in 5 kann beruhend auf denfolgenden Gleichungen beschrieben werden: x[k] = dT[k]·w[k] (16)y[k] = XT[k]·h[k] (17)
    [0088] In den vorstehenden Gleichung 16und 17 bezeichnet w[k] den Koeffizienten- oder Gewichtsvektor des Vorentzerrers 133 undh[k] bezeichnet den Übertragungsvektorder Übertragungsschaltung 200.
    [0089] Beruhend auf den vorstehenden zweiGleichungen 16 und 17 kann der Fehlerwert e[k] beruhend auf derfolgenden Gleichung erhalten werden. e[k] = d[k] – y[k]= d[k] – xT[k]·h[k] (18)
    [0090] Das Einfügen von Gleichung 16 in Gleichung18 ergibt folgende Gleichung: e[k] = d[k] – (DT[k]·w[k])T·h[k] (19)
    [0091] Erfindungsgemäß kann die vorstehende Gleichung19 mit ihren zwei unbekannten Vektoren beruhend auf einer Näherung einereinfachen Anpassungsverarbeitung gelöst werden. Die Näherung kannfür einen Gradientenvektordes Fehlerwerts e[k] durchgeführtwerden. Insbesondere kann ein Gradientenvektor nach dem Verfahrender kleinsten Quadrate (LMS) bestimmt werden. Der Startpunkt für die Bestimmungder Gradientennäherungist die vorstehende Gleichung 19. Die folgende Gleichung beschreibteine Systemkostenfunktion J{w[k]}, die für die Gradientennäherung verwendetwird: J{w[k]} = E(e2[k]) = E<(d[k] – y[k])2> =E<<(d[k] – wT[k]·D[k]·h[k])2> (20)
    [0092] Demzufolge kann der Gradientenvektorder Fehlerleistungsfunktion auf der Grundlage einer Teilableitungder vorstehenden Systemkostenfunktion erhalten werden. Dies führt zu derfolgenden Gleichung: ∇{E<e2[k]>} = –2·E<(e[k]·x ~[k]> (21) wobei x ~[k]einen Richtungsvektor des Gradienten bezeichnet, der eine Beurteilungder Datenmatrix D[k] mit dem Übertragungsvektorh[k] der Übertragungsschaltung 200 entspricht.Dies kann auf der Grundlage der folgenden Gleichung beschriebenwerden: x ~[k]= D[k]·[k] = hτ·d[k – τ] = d[k – τ]
    [0093] Wobei die Datenmatrix D[k] eine Transformationsmatrixdarstellt, die den nicht-idealen Übertragungsvektor h[k] der Übertragungsschaltung 200 dreht,und hτ dengenähertenanalogen Filterübertragungswertliefert, beispielsweise hτ =1 (währendalle anderen Koeffizienten des Übertragungsvektorsauf "0" gesetzt sind).
    [0094] 6 zeigtein Implementierungsbeispiel des IQ-Amplitudenfehlererfassungsblocks in 4 beruhend auf dem adaptivenVorentzerrungsaufbauschema in 5.Der Einfachheit halber sind der Hüllkurvenmessblock 9,der ADC-Block 10 undder Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 in 6 weggelassen, sodass der Ausgangswerty[k] der Übertragungsschaltung 200 dendigitalisierten IQ-Schätzwertenentspricht, die aus dem Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 ausgegebenwerden.
    [0095] Gemäß 6 wird das Ausgangssignal y[k] einerSubtraktionsschaltung 71 zugeführt, die den Fehlerwert e[k]erzeugt. Dieser Fehlerwert e[k] wird einer Anpassungsschaltung 72 zurBestimmung eines aktualisierten oder neuen Koeffizientenvektorsw[k + 1] zur Steuerung des Vorentzerrers 133 zugeführt. DesWeiteren ist eine Näherungsschaltung 73 zum Nähern der Übertragungseigenschaftoder des Übertragungsvektorsh[k] der Übertragungsschaltung 200 bereitgestellt.Demnach entspricht das Ausgangssignal der Näherungsschaltung 73 demvorstehenden Signalvektor x ~[k]. In Anbetracht der Tatsache, dassder Übertragungsvektorh[k] in der Näherungsschaltung 73 genähert wird,muss in der Anpassungsschaltung 72 lediglich eine unbestimmte Variablebestimmt werden.
    [0096] Im Folgenden wird die Herleitungdes Vorentzerrungskoeffizientenvektors w[k + 1] beschrieben. Der Signalvektorx ~[k] kann durch Implementieren einer Kopie der analogen Filtereigenschaftder Übertragungsschaltung 200 indie Näherungsschaltung 73 erhaltenwerden. Allerdings würdedies einen Identifizierungsvorgang dieser anlogen Filtereigenschafterfordern. Als vorteilhafte vereinfachte Lösung kann die Näherungsschaltung 73 dieFilterkennlinie der Übertragungsschaltung 200 alseinfachen Verzögerungsblockoder als Funktion implementieren. Dann entspricht der erforderlicheVerzögerungswertder analogen Filterverzögerung τ, was diePosition der maximalen Filterspitze der anlogen Filterkennlinieder Übertragungsschaltung 200 darstellt.Diese maximale Spitze kann dann durch einen Wert "1" im Übertragungsvektorh[k] ersetzt werden, währenddie anderen Vektorkomponenten auf "0" gesetztwerden können.Die analoge Filterkennlinie der Übertragungsschaltung 200 kannso durch ein einfaches FIR ("FiniteImpulse Response",endliche Impulsantwort)-Filter mit geschätzten Koeffizienten hτ[k]= "1" genähert werden,wobei alle anderen Koeffizienten auf "0" gesetzt sind.
    [0097] Diese Näherung führt zu einer Vereinfachungder vorstehenden Gleichung 20 wie folgt: ∇{E#<e2[k]>}= –2·e[k]·d[k – τ] (22)
    [0098] Beruhend auf der vereinfachten Gleichung22 könnendie Koeffizienten des Vorentzerrers 133 auf der Grundlageder folgenden Gleichung aktualisiert werden: w[k + 1 ] = w[k] + μ·e[k]·d[k – τ] (23)
    [0099] Unter Verwendung der vorstehendenNäherungist eine zielgerichtete Berechnung oder Bestimmung der Koeffizientendes adaptiven Vorentzerrers 133 in der Anpassungsschaltung 72 möglich.
    [0100] Im Folgenden wird ein allgemeinererAblauf der Schritte des vorstehenden erfindungsgemäßen adaptivenVorentzerrungsschemas beschrieben.
    [0101] In einem ersten Schritt wird eineDifferenz zwischen dem Ausgangssignal y[k] der entzerrten Schaltung,d.h., der Übertragungsschaltung 200,und dem Eingangssignal d[k] der Entzerrungsfunktion des Vorentzerrers 133 bestimmt.Die Differenz entspricht dem Fehlerwert e[k] und kann auf einemVergleich der Signalhüllkurvenwie vorstehend beschrieben beruhen. Es kann aber auch jeder andereSignalparameter zum Erhalten der Differenz verwendet werden. Dannwird die Übertragungskennlinieder entzerrten Schaltung genähert. Hierkann eine beliebige Näherungangewendet werden, um eine der zwei unbekannten Variablen in Gleichung 19herzuleiten. Dann wird das Eingangssignal der Entzerrungsfunktionmit der genäherten Übertragungskennliniebeurteilt. Beruhend auf der bestimmten Differenz und dem beurteiltenEingangssignal wird ein Gradient der Differenz beispielsweise beruhendauf Gleichung 23 genähert.Ist der Gradient der Differenz hergeleitet, werden die Steuerwerteoder Koeffizienten der Vorentzerrungsfunktion beruhend auf dem genäherten Gradientenaktualisiert.
    [0102] Vorstehend ist ein Vorschlag für einenadaptiven Vorentzerrungsansatz beschrieben, der zum Kompensierenvon Amplitudenfehlern, beispielsweise In-Phase (I-) und Quadratur-Phase (Q-)Amplitudenunvollkommenheiten,für Direktumsetzungsarchitekturenwie in 2 gezeigt angewendetwerden kann. Allgemein kann der adaptive Vorentzerrungsansatz beispielsweisefür eineanaloge Filterkennlinie einer Sende- bzw. Übertragungsschaltung oder einerbeliebigen anderen Signalverarbeitungsschaltung verwendet werden.Die Entzerrung beruht auf einer Näherung, beispielsweise einerLMS-Näherung,und erfordert keinen Systemidentifizierungsvorgang hinsichtlichder analogen Filterkennlinie, sondern nähert diese Kennlinie durcheinen einfachen Verzögerungsblockoder eine vereinfachte Übertragungskennlinie.Dadurch wird ein sehr flexibler Ansatz bereitgestellt, da keineSchwankungen in der Kennlinie der Übertragungsschaltung 200 berücksichtigt werdenmüssen.Tatsächlichwerden Fehler gelernt, ein Modell wird gebildet, und das Modellwird bei der Vorentzerrung des Signals verwendet, bevor die Übertragungskettedamit beaufschlagt wird. Dadurch können selbst Änderungenin der gesendeten Signalwellenform auf Grund von Übertragungsfehlernkompensiert werden. Die Erfindung liefert die Freiheit, engere Spezifikationenhinsichtlich der Größe von Fehlerwertenoder Vektoren in zukünftigenStandards zu akzeptieren oder voranzutreiben. Ferner kann die Mehrwegverzögerungsausbreitungstoleranzdurch Verringerung einer Intersymbolinterferenz (ISI) verbessertwerden, die sich aus einer Gruppenverzögerungsentzerrung ergibt. Dieerfindungsgemäße wenigkomplexe adaptive Funktion passt sehr gut zu einer Massenproduktion,die größere Toleranzenin den Spezifikationen erfordert. Dies kann zu einer verbessertenProduktionsausbeute führen.
    [0103] Der vorstehend beschriebene adaptiveVorentzerrer 133 und die IQ-Amplitudenfehlererfassungseinrichtung 131 zusammenmit dem Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 sindnicht auf die Anordnung in 2 beschränkt, sondernkönnenin einer beliebigen Signalverarbeitungsschaltung zur Verringerungvon Signalverzerrungen verwendet werden. Der Vergleich kann für einenbeliebigen Signalparameter durchgeführt werden, der zum Erhalteneiner Differenz geeignet ist, die durch Verzerrungen der Signalverarbeitungsschaltungverursacht wird. Die Übertragungskennlinieder Signalverarbeitungsschaltung kann durch eine beliebige geeigneteNäherunggenähertwerden. Gleichmaßenkönnendie Steuerwerte zur Steuerung des Vorentzerrers durch eine beliebigegeeignete Näherungzum Erhalten eines Gradienten des Differenzwerts oder Fehlerwertserhalten werden.
    [0104] Als nächstes wird ein IQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassungsalgorithmusbeschrieben, der im Fehleranpassungsblock 13 in 2 durchgeführt wird.
    [0105] 7 zeigteinen Teil der Direktumsetzungsarchitektur mit analogem Front-Endaus 2, wobei der Fehleranpassungsblock 13b durcheinen IQ-Phasenfehlererfassungsblock 141, einen IIR-Tiefpassfilterblock 142 undeinen programmierbaren Filterstrukturblock 143 gebildetwird, der vorentzerrte IQ-Werteausgibt. Der Phasenfehlererfassungsblock 141 verwendetdie geschätztenIQ-Werte, die aus dem Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 ausgegebenwerden, um einen zur Programmierung der programmierbaren Filterstruktur 143 verwendetenFehlerwert zu berechnen. Vor der Zufuhr des Fehlerwerts zur Filterstruktur 143 wirder im Block 142 tiefpassgefiltert, um eine signifikanteTiefpassfiltereigenschaft auszubilden.
    [0106] Zuerst wird eine nicht-frequenzselektiveblinde IQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassungals Hintergrund berücksichtigt.Zuerst wird eine Fehlererfassung verbunden mit einer Tiefpassfilterungdes berechneten Fehlerwerts durchgeführt. Auf den IQ-Datenstromwird dann zur Korrektur der hereinkommenden Abtastwerte zugegriffen.Das System kann als Rückkopplungssysteminstalliert werden. Die ankommenden IQ-Abtastwerte werden zuerstkorrigiert. Der verbleibende Fehler wird dann berechnet und tiefpassgefiltert.Ist der gesamte IQ-Phasenunausgeglichenheitsfehler kompensiert,befindet sich die Schleife im Gleichgewicht.
    [0107] Die digitale blinde Fehlererfassungseinrichtungwendet die folgenden mathematischen Überlegungen an. Sind die geschätzten I-und Q-Zweig-Abtastwerte, die aus dem Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 ausgegebenwerden, statistisch unabhängig,ist der Erwartungswert ihres Produkts gleich null: E{I[n]·Q[n]} = 0. (24)
    [0108] In diesem Fall führt der Anpassungsblock keineKorrekturen aus. Gibt es aber einen IQ-Phasenunausgeglichenheitsfehler,muss die Gleichung 24 auf der Grundlage der Gleichung 7a umgeschriebenwerden: E{(I[n] +Q[n]sin(φ))·Q[n]}= E{I[n]·Q[n]}+ E{Q[n]sin(φ)·Q[n]}= E{Q2[n]sin(φ)} = E{Q2[n]}sin(φ) = σ2Q·sin(φ) ≈ sin(φ) (25)
    [0109] Der erste Additionsterm in der zweitenZeile in Gleichung 25 ist gleich Gleichung 24 und ergibt null. Derverbleibende Erwartungswert ist proportional zum Fehlerwert sin(φ). Der Erwartungswertdes Faktors Q2[n] versieht den Q-Zweig mitmittlerer Leistung und kann als Verstärkungsfaktor interpretiertwerden, da er immer ein positives Vorzeichen hat. Dieses Ergebniswird zum Korrigieren des ankommenden Signalstroms verwendet.
    [0110] Zum Korrigieren des IQ-Unausgeglichenheitsfehlersmuss das Produkt der IQ-Abtastwerte berechnet werden: e[n] = I[n]·Q[n]. (26)
    [0111] Der Erwartungswert bzw. der Korrekturkoeffizientkann dann durch den Integrierer geliefert werden:
    [0112] Das Eingangssignal des Integriererskann mit einer ZusätzlichenKonstante μ multipliziertwerden, die die Anpassungsgeschwindigkeit bzw. die Schleifenbandbreitedefiniert. Als nächsteswird der Fehlerwert e[n] zum Erhalten eines Koeffizientenwerts c[n – 1] = ~sin(φ) tiefpassgefiltert.Dieser Koeffizient wird mit dem ankommenden Q-Zweig-Abtaststrom multipliziert.Schließlichwird dieses Produkt von den I'-Zweig-Abtastwerten subtrahiert.I'[n] enthält Phasenunausgeglichenheits-I[n]-Werte.Die mathematische Beschreibung des IQ-Phasen-Unausgeglichenheitskorrekturblocksist I'[n + 1] – c[n]·Q[n +1] = I[n + 1] (28)
    [0113] Als nächstes wird ein Ausführungsbeispielder Erfindung betrachtet, bei dem eine frequenzselektive IQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassungausgeführtwird. Es wird angenommen, dass eines oder beide der analogen BasisbandfilterFehler in Abhängigkeitihrer Impulsantwort im Zeitbereich bzw. ihrer Frequenzübertragungsfunktionliefern. Diese Fehler könnenein oder mehrere Elemente umfassen, wie eine Amplitudenwelligkeit,ein nichtlineares Filterphasenverhalten oder eine Filter-ISI. AufGrund dieser Fehler verriegelt die vorstehend beschriebene nicht-frequenzselektiveAnpassungsschleife an einem falschen Fehlerwert. Daher ist es erforderlich,eine IQ-Phasenunausgeglichenheitsfehlererfassungseinrichtungzu implementieren, die frequenzselektiv ist, und mit I- und Q- Symbolen umgehenkann, die mit analogen Filterfehlern beaufschlagt sind. Die folgendeGleichung veranschaulicht die mathematischen Operationen: ei[n]= I ~ [n – (N – 1)/2]·Q ~[n – (i – 1)], i= 1, 2, ..., N (29)wobeiN eine ungerade Zahl ist und der Index dieses Fehlerwerts von 1bis N läuft.N wird auf der Grundlage der analogen Filter ausgewählt. Inpraktischen Fällenhat N in einer WLAN-Umgebung typischerweise einen Wert von 7 bis19, es könnenaber auch andere Werte gelten. Je größer der Wert ist, desto besserkann der Fehlerwert auf Kosten von Implementierungsschwierigkeitenentfernt werden.
    [0114] Es wird ein numerisches Beispielmit N = 5 betrachtet. In diesem Fall hat die Gleichung 29 folgende Form. ei[n] = I ~[n – (5 – 1)/2]·Q ~[n – (i – 1)] =I ~[n – 2]·Q ~[n – (i – 1)].
    [0115] Fehlerwerte können so wie folgt definiertwerden e1[n] = I ~[n – 2]·Q ~[n]e2[n] = I ~ n – 2]·Q ~[n – 1]e3[n] = I ~[n – 2]·Q ~[n – 2]e4[n] = I ~[n – 2]·Q ~[n – 3]e5[n] = I ~[n – 2]·Q ~[n – 4]
    [0116] Eine mögliche Implementierung derfrequenzselektiven IQ-Fehlererfassungseinrichtungwie vorstehend offenbart ist in 8 veranschaulicht(Block 141 in 7 entsprichtder frequenzselektiven IQ-Fehlererfassungseinrichtung). Die Längen derAnzapfungsverzögerungsleitungensind durch N bestimmt. Die Implementierung ist somit eine Anzapfungsverzögerungsstrecke 522 mitzwei Verzögerungselementen 500, 502 im I-Zweigund vier Verzögerungselementen 504 bis510 im Q-Zweig. Die mittlere Anzapfung (N – 1)/2 des I-Zweigs wird mitN verschiedenen Werten vom Q-Zweig in Multiplizieren 512 bis 520 multipliziert.
    [0117] Gemäß dem allgemeinen Fall wirdjeder Fehlerwert ei[n] durch seinen eigenen Integrierer tiefpassgefiltert:
    [0118] Eine mögliche Implementierung einesIntegrierers ist in 9 veranschaulicht.Ein Integrierer 600 umfasst einen Multiplizierer 602,einen Addierer 604 und ein Verzögerungselement 606,nachdem das Signal zurückzu dem Addierer 602 geführtwird. Block 142 in 7 entsprichtden Fehlerwertintegrieren.
    [0119] Die IQ-Ungleichgewichtskorrekturkann durch folgende Gleichung durchgeführt werden
    [0120] Hier beschreibt die Variable m dieimplementierte Schleifenlatenzzeit, die sich aus der zusätzlichen Verzögerung inder realen Implementierung als Hardware oder digitale Signalverarbeitungssoftwareergibt. Eine möglicheImplementierung des IQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassungsalgorithmusist in 1 veranschaulicht,wobei wieder angenommen wird, dass N = 5 ist. Wie bei der Fehlererfassungseinrichtungumfasst der I-Zweig in einer Anzapfungsverzögerungsstrecke 726 zweiVerzögerungselemente 700, 702,und der Q-Zweig vier Verzögerungselemente 704 bis 710.Wie im Fall eines Kanalentzerrers werden die IQ-Zweig-Werte vonder Anzapfungsverzögerungsstreckemit den entsprechenden Korrekturkoeffizienten Ci in Multiplizierern 712 bis 720 multipliziertund in einem Addierer 722 summiert. Dieses Ergebnis wirdim Addierer 724 von der mittleren Anzapfung des fehlerhaftenI'-Zweigs subtrahiert.
    [0121] Die Fehlerkorrektur – und Fehlererfassungsblöcke können ineinem Sender unter Verwendung eines softwareprogrammierten Prozessors,DSP (digitale Signalverarbeitung) oder diskreter Schaltungen realisiert werden.
    [0122] Wie vorstehend beschrieben wird imIQ-Phasenfehlererfassungsblock 141 in 7 eine FrequenzselektiveIQ-Phasenfehlerschätzungdurchgeführt.In Block 143 wird das digitalisierte Signal mit frequenzselektivenKorrekturfaktoren beruhend auf der Fehlerschätzung korrigiert. D.h., imIQ-Phasenunausgeglichenheitsanpassungs-oder adaptiven IQ-Phasen-Entzerrerblock 13b in 7 wird ein IQ-Phasenunausgeglichenheitsfehleraus dem digitalisierten Signal mit einer ersten Anzapfungsverzögerungsleitungbestimmt. Dann werden Korrekturterme beruhend auf dem bestimmtenFehler berechnet, und Koeffizienten einer zweiten Anzapfungsverzögerungsleitungwerden auf der Grundlage der Korrekturterme bestimmt. Schließlich wirddie Phasenunausgeglichenheit im digitalisierten Signal mit einerzweiten Anzapfungsverzögerungsleitungkorrigiert.
    [0123] 11 zeigteinen Teil der Direktumsetzungsarchitektur mit analogem Front-Endaus 2, der ein bevorzugtesAusführungsbeispielder Erfindung veranschaulicht. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispielumfasst der IQ-Fehleranpassungsblock 13c sowohleinen adaptiven Filtervorentzerrer 134 mit dem IQ-Amplitudenfehlererfassungsblock 131 entsprechendBlock 13a, als auch einen adaptiven IQ-Phasenentzerrer 144 mitdem IQ-Phasenfehlererfassungsblock 141 entsprechendBlock 13b.
    [0124] Wie es aus 11 ersichtlich ist, ist zuerst die frequenzselektiveIQ-Amplitudenungleichgewichtsanpassung und danach die nicht-entscheidungsgestützte IQ-Phasenungleichgewichtsanpassunginstalliert. Beide Algorithmen arbeiten im Sender-Zeitbereich. Nachdembeide Anpassungsvorgängeausgeführtwurden, ist das digitale Tiefpassfilter 5 installiert.Dieses digitale Filter garantiert somit, dass die Spektrummaskenicht beeinflusst wird. Daneben wird das Fehlersignal der adaptivenVorentzerrer 134, 144 bandbegrenzt, und somit findetdie Korrektur auch nur in der gewünschten Bandbreite statt. DieReihenfolge der Amplitudenungleichgewichtsanpassung und der Phasenungleichgewichtsanpassungkann vertauscht werden, sodass zuerst die nicht-entscheidungsgestützte IQ-Phasenungleichgewichtsanpassungund danach die frenquenzselektive IQ-Amplitudenungleichgewichtsanpassunginstalliert ist.
    [0125] Der Amplitudenvorentzerrer verwendetkeine komplexen Koeffizienten sondern zwei unabhängige adaptive FIR-Filter mitunabhängigenrealen Koeffizienten. Der Algorithmus beruht auf einem genäherten LMS-Entzerrer,und arbeitet entscheidungsgestützt.Dies ermöglichteine frequenzselektive Handhabung der IQ-Amplitudenfehler und deranalogen Filterentzerrung oder Fehlanpassung.
    [0126] Nach dem Amplitudenvorentzerreralgorithmusist der IQ-Phasenungleichgewichtsanpassungsalgorithmusinstalliert, der nicht entscheidungsgestützt arbeitet. Somit ist dieserAlgorithmus robust, erfordert aber eine längere Erfassungszeit als derFiltervorentzerrer.
    [0127] Beide Algorithmen erfordern klareInformationen überdie In-Phase- undQuadratur-Phase-Abtastwerte aus dem analogen Hochfrequenzbereich.Wie vorstehend beschrieben stellt der Hüllkurven-IQ-Extraktionsblock 11 dieI- und Q-Zweigabtastwerteauf stabile Weise aus einem hüllkurvenbasiertenOFDM-Signal wieder her.
    [0128] Wird eine oder werden beide Entzerrerschleifeninstabil, muss die Schleifenbandbreite erhöht werden, bzw. die Schleifenanpassungsgeschwindigkeitverringert werden. Somit werden übereinen längerenZeitabschnitt ungenaue IQ-Extraktionsschätzwerteverglichen mit der Anzahl guter IQ-Schätzwerteverringert.
    [0129] Mit der Installierung kostengünstigerund nicht-präziserEinrichtungen in einem analogen OFDM-Direktumsetzungs-Front-End werden zusätzlicheSignalfehler eingefügt.Zwei Fehler, die IQ-Phasen und IQ-Amplitudenungleichgewichtseffektehaben eine Frenquenzabhängigkeitverursacht durch die analogen Filter.
    [0130] Gemäß dem bevorzugtem Ausführungsbeispielsind drei vollständigdigitale Algorithmen zur individuellen Verarbeitung der drei Fehlerin einem OFDM-Direktumsetzungssenderimplementiert: – Eine frequenzselektive IQ-Phasenungleichgewichtsanpassung – Einefrequenzselektive IQ-Amplitudenungleichgewichtsanpassung – Eineanaloge Filterentzerrung bzw. analoge Basisbandfilterfehlanpassung
    [0131] Zusätzlich beinhaltet das bevorzugteAusführungsbeispieldie IQ-Symbolextraktion aus der analogen Hüllkurve.
    [0132] Das bevorzugte Ausführungsbeispielstellt eine geeignete Architektur zur gleichzeitigen Auflösung der IQ-Fehlerfür Direktumsetzungs-Front-Endsbereit.
    [0133] Die Erfindung kann in einen ASICoder DSP-Prozessor-Softwarecodeimplementiert sein. Außerdem kanndie Erfindung mit einer sehr geringen Änderung in einem beliebigenQuadraturdirektumsetzungssender mit einem einzigen Träger implementiertwerden.
    [0134] Im Folgenden sind Simulationsergebnissedargestellt.
    [0135] Zuerst sind keine IQ-Phasen- undIQ-Amplitudenungleichgewichtsfehlereingefügt.Es sind lediglich analoge Filterfehler sichtbar. Beide Filter sindnicht angepasst und fügenISI im OFDM-Zeitbereich ein.
    [0136] Zum Bereitstellen der QPSK-Konstellationsdarstellungwird eine ideale Empfängersynchronisationangenommen. Somit führtder Empfängerkeine weiteren Fehler ein. Die 1, 12 und 13 zeigen die analogen Filterfehler,die I-Zweig-Fehlerkurve eines adaptiven 19-Koeffizienten-Vorentzerrersund die wiederhergestellte IQ-Darstellung für die QPSK-Modulation gemäß der Erfindung.Es wurde eine 64 FFT verwendet. Insbesondere zeigt 12 die Konvergenz des IQ-Extraktionsalgorithmusim Fall der OFDM. Hier sind lediglich nicht-ideale Filter installiert,und lediglich der IQ-Amplitudenvorentzerrerist aktiv. Kein IQ-Phasenfehler ist aktiv. Die Konvergenz ist klarsichtbar. Die Schleifengeschwindigkeit ist hoch, aber die Ergebnissesind immer noch genau, da lineare Filtereffekte durch den Vorentzerrerin Kombination mit dem vorgeschlagenen IQ-Hüllkurvenextraktionsalgorithmuseinfach gehandhabt werden können.Die Schleifenschrittgröße ist Kampl = 1.0e-3. 12 zeigtsomit Unterschiede zwischen den idealen IQ-Werten und der IQ-Extraktionsschätzung während desAnpassungsvorgangs des Vorentzerrers.
    [0137] Die 14 und 15 gehen vom gleichen Aufbauaus, aber nun wurde zusätzlichein IQ-Amplitudenungleichgewichtsfehler mit dem Faktor 2,3 eingeführt. DerZeitbereich-Q-Zweig hat eine um einen Faktor 2,3 höhere Verstärkung alsder I-Zweig. 15 zeigteine Q-Zweig-Vorentzerrer-Fehlerkurve.
    [0138] Die 16 bis 19 stellen einen IQ-Amplitudenfehlerdes Faktors 2,3 und einen IQ-Phasenfehler mit demWinkel 30° dar.Es werden die gleichen analogen Filter wie in 12 angewendet. Sowohl der Verstärkungsfaktorals auch der Phasenfehler sind in den Q-Zweig eingefügt. DerIQ-Amplitudenfehlerwird fürjeden Zweig selbst kompensiert. Der Phasenfehler findet eine Korrekturlediglich im I-Zweig. Da der IQ-Phasenfehler in den Q-Zweig eingeführt ist,jedoch im I-Zweig korrigiert wird, behält die korrigierte IQ-Darstellungeine Phasenverschiebung. 17 zeigteine Q-Zweig-Vorentzerrer-Fehlerkurve. 18 zeigt eine 19-Koeffizienten-IQ-Phasenentzerrer-Fehlerkurve.Der Phasenfehler beträgt0,52 Radian, auf Grund der Frequenzabhängigkeit ändert sich der Wert aber. 19 zeigt eine wiederhergestellteQPSK-Darstellung.Die verbleibende Phasenverschiebung ergibt sich aus der IQ-Phasenungleichgewichtskorrektur.
    [0139] 20 zeigteine verzerrte QPSK-Signalkonstellationsdarstellungeines 64 FFT-OFDM-Systems. Ein Phasenfehler = 5° und fehlerhafte analoge Filtersind vorgesehen. Die Anpassungsschleifen sind ausgeschaltet, undsomit gibt es überhauptkeine Korrektur. Die linearen Filtereffekte und die IQ-Phasenungleichgewichtseffekteliefern erhebliche Fehler fürdas analoge Signal. Die Konstellationsdarstellung wurde auf derEmpfängerseiteideal demoduliert, und somit sind lediglich die analogen IQ-Amplituden und IQ-Phasenungleichgewichtsfehlersichtbar.
    [0140] 21 zeigtdie entsprechenden IQ-Extraktionsfehler im OFDM-Zeitbereich. Es gibt merkliche Unterschiedezwischen den idealen IQ-Werten und den geschätzten IQ-Werten aus der Hüllkurvenextraktion.In dieser Darstellung sind analoge Phasenungleichgewichts- und analogeFilterfehler vorhanden. Es sind keine Anpassungsschleifen eingeschaltet,und somit bleiben die Fehler stabil. 20 zeigtdie entsprechende IQ-Konstellationsdarstellungauf der Empfängerseite.
    [0141] 22 zeigtdie Konvergenz des IQ-Hüllkurvenextraktionsvorgangs.Die Unterschiede zwischen den idealen IQ- und den geschätzten analogenIQ-Werten sind dargestellt. Währendder IQ-Phasen- und IQ-Amplitudenfehleranpassungverbessert sich die IQ-Extraktionsschätzung. Verglichenmit 20 ist der Restfehler größer. Grunddafür istdie größere Schrittgröße des IQ-Phasenungleichgewichtsalgorithmus,der in 20 ausgeschaltetist, da kein IQ-Phasenfehler eingefügt ist. Bessere Ergebnissekönnenunter Verwendung einer kleineren Schrittgröße erreicht werden, allerdingserhöhtdies auch die Simulationszeit.
    [0142] Die Schleifenparameter sind Kampl = 1.0e-3 und Kphase =5.0e-3. Die Phasenschleifenschrittgröße ist verglichen mit der Amplitudenungleichgewichtsschleifenschrittgröße groß, da diePhasenschätzungauf einem blinden Algorithmus beruht und weniger Schleifenbandbreitehaben sollte als der entscheidungsgestützte Vorentzerrer, um die gleichhohe Qualitätder Konvergenz zu erreichen.
    [0143] 23 zeigtdie gleichen Ergebnisse jedoch mit etwas mehr Genauigkeit, da dieIQ-Phasenungleichgewichtsschleifenbandbreiteverringert wurde. In 23 wirddie gleiche Umgebung wie in 22 angenommen,jedoch ist Kampl = 1.0e-3 Kphase =1.0e-3.
    [0144] 24 zeigtdie endgültigekorrigierte QPSK-Konstellationsdarstellungunter Verwendung des IQ-Hüllkurven-Extraktionsalgorithmusfür dieIQ-Schätzung.Diese Figur entspricht jeweils 21 und 23 und zeigt die Ergebnisse,nachdem alle Schleifen im Gleichgewicht sind. In 24 ist Kampl =1.0e-3 und Kphase = 1.0e-3.
    [0145] Die Erfindung liefert einen mathematischenWeg zum Extrahieren der I-Zweig- und Q-Zweig-Werte aus einem OFDM-HüllkurvenbasiertenSignal. Der Algorithmus wurde übereinen Vorentzerrungsalgorithmus und einen IQ-Phasenungleichgewichtsanpassungsalgorithmusbestätigt.Beide IQ-Anpassungsalgorithmen in Kombination mit dem hier vorgestelltenIQ-Hüllkurven-Extraktionsalgorithmuszeigen eine gute Stabilitätund Konvergenz. Auf Grund der Teilungsoperatoren müssen einigeEinschränkungenhinsichtlich des Teilers für einemöglicheImplementierung berücksichtigtwerden. Sie hängenvon den Signalamplituden ab und unterscheiden sich von Implementierungzu Implementierung, stellen aber keine prinzipiellen Einschränkungenfür denAlgorithmus dar.
    [0146] Gemäß dem bevorzugtem Ausführungsbeispielder Erfindung werden eine frequenzselektive nicht entscheidungsgestützte IQ-Phasenungleichgewichtsanpassungund eine frequenzselektive IQ- Amplitudenanpassungfür Direktumsetzungs-OFDM-Senderkombiniert.
    [0147] Außerdem wird eine analoge Filterfehlanpassungautomatisch berücksichtigt,da der LMS-Vorentzerrer beruhend auf realen Koeffizienten und nichtberuhend auf einem komplexen adaptiven Filter arbeitet.
    [0148] Unter Verwendung einer sehr kleinenSchleifenbandbreite fürbeide IQ-Anpassungsalgorithmen könnendie quasistationärenIQ-Phasen- und IQ-Amplitudenungleichgewichteperfekt gehandhabt werden.
    [0149] Die IQ-Symbolextraktion aus dem Hüllkurvensignalwird durch den IQ-Extraktionsalgorithmus bewirkt.
    [0150] Die Kombination aller drei Algorithmenliefert eine starke Anpassungsstabilität und die Möglichkeit, sehr kostengünstige Einrichtungenfür dieDirektumsetzungs-Front-End-Implementierungzu wählen.
    [0151] Die Erfindung ist nicht auf die vorstehendeBeschreibung beschränkt.Verschiedene Modifikationen und Anpassungen können vom Fachmann vorgenommenwerden, ohne vom Schutzbereich der beigefügten Patentansprüche abzuweichen.
    权利要求:
    Claims (20)
    [1] Fehlerkorrekturverfahren zum Entzerren einer Übertragungskennlinieeiner Signalverarbeitungsschaltung, mit den Schritten Erzeugeneines ursprünglichkomplexen IQ-Signals (Iideal, Qideal), Durchführen einerFehlerkorrektur bei dem ursprünglichenkomplexen IQ-Signal, Verarbeiten des korrigierten komplexenIQ-Signals in der Signalverarbeitungsschaltung, um dadurch ein verarbeitetesreales Signal zu erhalten, Erfassen einer Hüllkurve des realen Signals, Synchronisierender Realsignalhüllkurveund des ursprünglichenkomplexen IQ-Signals, Herleiten der Hüllkurve des ursprünglichenkomplexen IQ-Signals, Vergleichender synchronisierten Realsignalhüllkurvemit der synchronisierten ursprünglichenIQ-Signalhüllkurvezu zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten, und Erhalten einesverarbeiteten komplexen IQ-Signals aus der Realsignalhüllkurveauf der Grundlage eines Vergleichsergebnisses, wobei das verarbeitetekomplexe IQ-Signalzur Durchführungeiner Fehlerkorrektur bei dem ursprünglichen komplexen IQ-Signalverwendet wird.
    [2] Verfahren nach Anspruch 1, wobei das korrigiertekomplexe IQ-Signal einer Filterung unterzogen wird.
    [3] Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das erzeugteursprünglichkomplexe IQ-Signal ein Signal in einem digitalen Bereich ist, unddas erhaltene reale Signal ein analoges reales Signal ist, wobeieine Hüllkurve desanalogen realen Signals in eine digitale reale Signalhüllkurveumgewandelt wird, bevor die synchronisierte Realsignalhüllkurvemit der synchronisierten ursprünglichenIQ-Signalhüllkurveverglichen wird.
    [4] Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Vergleichder synchronisierten Realsignalhüllkurvemit der synchronisierten ursprünglichenIQ-Signalhüllkurveden Schritt des Vergleichs der synchronisierten Realsignalhüllkurvemit der synchronisierten ursprünglichenIQ-Signal-Hüllkurvezu zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten n und n – 1 umfasst:
    [5] Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Durchführung derFehlerkorrektur die Schritte umfasst Erhalten einer Differenzzwischen dem verarbeiteten komplexen IQ-Signal und dem in eine Entzerrungsfunktioneinzugebenden ursprünglichenkomplexen IQ-Signal, Näherneines Gradienten der Differenz beruhend auf der erhaltenen Differenzund einer Näherungder Übertragungskennlinie, Aktualisierenvon Steuerwerten der Entzerrungsfunktion beruhend auf dem genäherten Gradientenund Entzerren des ursprünglichenkomplexen IQ-Signals entsprechend der Entzerrungsfunktion.
    [6] Verfahren nach Anspruch 5, wobei eine erhaltene Differenzzwischen dem verarbeiteten komplexen IQ-Signal und dem ursprünglichenkomplexen IQ-Signal einer Filterung unterzogen wird, und der Gradientder Differenz beruhend auf der erhaltenen gefilterten Differenzund einer Näherungder Übertragungskennliniegenähertwird.
    [7] Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Durchführung derFehlerkorrektur die Schritte umfasst Durchführen einer frequenzselektivenIQ-Phasenfehlerschätzung aufder Grundlage des verarbeiteten komplexen IQ-Signals und Korrigierendes ursprünglichenkomplexen IQ-Signals mit frequenzselektiven Korrekturfaktoren beruhendauf der Fehlerschätzung.
    [8] Verfahren nach Anspruch 7, wobei die frequenzselektiveIQ-Phasenfehlerschätzung einerFilterung unterzogen wird, und das ursprüngliche komplexe IQ-Signalmit frequenzselektiven Korrekturfaktoren beruhend auf einer gefiltertenFehlerschätzungkorrigiert wird.
    [9] Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Durchführung derFehlerkorrektur die Schritte umfasst Erhalten einer Differenzzwischen dem verarbeiteten komplexen IQ-Signal und dem in eine Entzerrungsfunktioneinzugebenden ursprünglichenkomplexen IQ-Signals, Näherneines Gradienten der Differenz beruhend auf der erhaltenen Differenzund einer Näherungder Übertragungskennlinie, Aktualisierenvon Steuerwerten der Entzerrungsfunktion beruhend auf dem genäherten Gradienten, Entzerrendes ursprünglichenkomplexen IQ-Signals entsprechend der Entzerrungsfunktion, Durchführen einerfrequenzselektiven IQ-Phasenfehlerschätzung aufder Grundlage des verarbeiteten komplexen IQ-Signals und Korrigierendes entzerrten komplexen IQ-Signals mit frequenzselektiven Korrekturfaktorenberuhend auf der Fehlerschätzung.
    [10] Computerprogrammprodukt mit prozessorimplementierbarenAnweisungen zur Steuerung eines Prozessors zur Ausführung desVerfahrens nach einem der Ansprüche1 bis 9.
    [11] Fehlerkorrekturvorrichtung zum Entzerren einer Übertragungskennlinieeiner Signalverarbeitungsschaltung, mit einer Einrichtung zurErzeugung eines ursprünglichenkomplexen IQ-Signals (Iideal, Qideal), einerEinrichtung zur Durchführungeiner Fehlerkorrektur bei dem ursprünglichen komplexen IQ-Signal, einerEinrichtung zur Verarbeitung eines korrigierten komplexen IQ-Signalsin der Signalverarbeitungsschaltung, wodurch ein verarbeitetes realesSignal erhalten wird, einer Einrichtung zur Erfassung einerHüllkurveeines realen Signals, einer Einrichtung zum Synchronisiereneiner Realsignalhüllkurveund des ursprünglichenkomplexen IQ-Signals, einerEinrichtung zum Herleiten einer Hüllkurve des ursprünglichenkomplexen IQ-Signals, einer Einrichtung zum Vergleichen einersynchronisierten Realsignalhüllkurvemit einer synchronisierten ursprünglichenIQ-Signalhüllkurvean zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten und einer Einrichtungzum Erhalten eines verarbeiteten komplexen IQ-Signals aus der Realsignalhüllkurveauf der Grundlage eines Vergleichsergebnisses, wobei das verarbeitetekomplexe IQ-Signal in der Einrichtung zur Durchführung der Fehlerkorrektur verwendetwird.
    [12] Vorrichtung nach Anspruch 11, ferner mit einer Einrichtungzur Filterung des korrigierten komplexen IQ-Signals.
    [13] Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, wobei dieEinrichtung zur Erzeugung des ursprünglichen komplexen IQ-Signals ein digitalesSignal erzeugt, wobei das reale Signal ein analoges reales Signalist, und die Vorrichtung eine Einrichtung zur Umwandlung einer Hüllkurvedes analogen realen Signals in eine digitale Realsignalhüllkurveumfasst, die in die Einrichtung zum Vergleich eingegeben wird.
    [14] Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei die Einrichtungzum Vergleichen die synchronisierte Realsignalhüllkurve mit der synchronisiertenursprünglichenIQ-Signalhüllkurvean zwei aufeinander folgenden Zeitpunkten n und n – 1 vergleicht:
    [15] Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Einrichtungzur Durchführungder Fehlerkorrektur umfasst eine Einrichtung zum Erhalten einerDifferenz zwischen dem verarbeiteten komplexen IQ-Signal und demursprünglichenkomplexen IQ-Signal, das in eine Entzerrungsfunktion einzugebenist, eine Einrichtung zum Näherneines Gradienten der Differenz beruhend auf der erhaltenen Differenzund einer Näherungder Übertragungskennlinie, eineEinrichtung zum Aktualisieren von Steuerwerten der Entzerrungsfunktionberuhend auf dem genäherten Gradientenund eine Einrichtung zum Entzerren des ursprünglichenkomplexen IQ-Signals entsprechend der Entzerrungsfunktion.
    [16] Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Einrichtungzur Durchführungder Fehlerkorrektur umfasst eine Einrichtung zur Filterungeiner erhaltenen Differenz zwischen dem verarbeiteten komplexenIQ-Signal und dem ursprünglichenkomplexen IQ-Signal, wobei die Einrichtung zur Näherung einenGradienten der Differenz beruhend auf einer erhaltenen gefilterten Differenzund der Näherungder Übertragunksennlinienähert.
    [17] Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Einrichtungzur Durchführungder Fehlerkorrektur umfasst eine Einrichtung zur Durchführung einerfrequenzselektiven IQ-Phasenfehlerschätzung auf der Grundlage des verarbeitetenkomplexen IQ-Signals und eine Einrichtung zur Korrektur desursprünglichenkomplexen IQ-Signals mit frequenzselektiven Korrekturfaktoren beruhendauf der Fehlerschätzung.
    [18] Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Einrichtungzur Durchführungder Fehlerkorrektur umfasst eine Einrichtung zur Filterungder frequenzselektiven IQ-Phasenfehlerschätzung, wobeidie Einrichtung zur Korrektur das ursprüngliche komplexe IQ-Signalmit frequenzselektiven Korrekturfaktoren beruhend auf der gefiltertenFehlerschätzungkorrigiert.
    [19] Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Einrichtungzur Durchführungder Fehlerkorrektur umfasst eine Einrichtung zum Erhalten einerDifferenz zwischen dem verarbeiteten komplexen IQ-Signal und demursprünglichenkomplexen IQ-Signal, das in eine Entzerrungsfunktion einzugebenist, eine Einrichtung zum Näherneines Gradienten der Differenz beruhend auf der erhaltenen Differenzund einer Näherungder Übertragungskennlinie, eineEinrichtung zum Aktualisieren von Steuerwerten der Entzerrungsfunktionberuhend auf dem genäherten Gradienten, eineEinrichtung zum Entzerren des ursprünglichen komplexen IQ-Signalsentsprechend der Entzerrungsfunktion, eine Einrichtung zurDurchführungeiner frequenzselektiven IQ-Phasenfehlerschätzung auf der Grundlage des verarbeitetenkomplexen IQ-Signals und eine Einrichtung zur Korrektur desentzerrten komplexen IQ-Signals mit frequenzselektiven Korrekturfaktoren beruhendauf der Fehlerschätzung.
    [20] OFDM-System mit einer Direktumsetzungsarchitekturmit analogem Front-End, wobei das System eine Fehlerkorrekturvorrichtungnach einem der Ansprüche11 bis 19 umfasst.
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    优先权:
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